導讀：為提升電動汽車的充電速率，電動汽車電驅動系統正在從400V向800V過渡，充電樁作為基礎設施建設，需要實現從400V到800V的大功率升壓充電，為此各企業都在尋求解決方案。
一、APU(DC/DC)
A. 400-V BEV 中的 APU
為了給客戶帶來更大的便利，并且由于迫切需要更多的計算設備(CCC等)用于控制目的，近年來車輛內的電氣附件數量顯著增加。電氣附件是 LV 負載，它們由額定電壓為12V的鉛酸電池供電。APU是一個隔離的DC/DC轉換器，它通過HV電池為LV電池充電。APU應具有高效率、高功率密度、高可靠性，并能夠在各種汽車溫度和電壓范圍內運行。出于安全考慮，因為LV電池接地到底盤，LV電池應與 HV電池隔離，以防止漏電流和電擊。因此，采用高頻變壓器的隔離式DC/DC轉換器是APU的首選解決方案。幾種適用于BEV應用的隔離式DC/DC轉換器架構如圖10所示。
圖10(a)顯示了零電壓開關全橋(ZVSFB)轉換器由初級側的全橋和次級側的二極管橋以及輸出端的電容濾波器組成。可以通過調整初級側的占空比來控制輸出功率。雖然軟開關操作提高了效率，但零電壓開關僅限于特定的操作范圍。此外，在次級側二極管之間的換向期間會發生電壓振鈴，這被認為是ZVSFB的動態行為挑戰，需要解決，因為振鈴的幅度不可忽略。ZVSFB是單向轉換器，能量不能從低壓電池傳輸到高壓電池。圖10(b)顯示了雙有源橋(DAB)轉換器，它是BEV應用中 APU最有前景的拓撲結構。與 ZVSFB 相比，DAB具有更多的有源開關，因此，可以利用多種調制技術來控制DAB。通過受益于多種調制技術，DAB控制器可以選擇一種能夠為每個工作點帶來軟開關性能的技術，因此可以提高效率。DAB還能夠將功率從LV電池反向傳輸到HV電池，這對于對逆變器電容器進行預充電非常有用(可以節省預充電路)。
圖10(c)顯示了全橋中心抽頭(FBCT)整流器，它由次級側的半二極管橋和輸出端的LC濾波器組成。圖10(d)顯示了全橋倍流(FBCD) 整流器，它在次級側采用了兩個相互耦合的電感，并且輸出濾波器只是電容性的。FBCT使用具有三個繞組的磁性變壓器，這需要更大的磁芯并降低轉換器的功率密度。
BEV和HEV應用中APU的標稱功率范圍通常為幾千瓦。例如，在第二代和第三代豐田普銳斯中，APU 使用了1.4kW FBCT。為了滿足客戶的需求，更多的負載被集成到車輛中。此外，對于未來的自動駕駛汽車，由于額外的傳感器、執行器和計算需求，將出現更高的LV負載，這意味著APU額定值至少需要幾kW。對于更高的標稱功率，可以考慮使用多個并聯的模塊來分配功率并保持高效率。
B. 800-V BEV 中的 APU
在800-V BEV 中，圖10所示架構中初級側開關所需的最小額定電壓為800 V。通過考慮50%的安全裕度，應在初級側使用具有1.2-kV額定電壓的開關。市場上可以買到阻斷電壓高于900V的硅MOSFET，但它們價格昂貴且導通電阻高，這會導致更高的傳導損耗。通常，IGBT和SiC MOSFET是1.2 kV或以上額定電壓的主要選擇。然而，根據BEV應用中的高功率密度要求，選擇APU的開關頻率足夠高（高達100kHz）以降低無源元件的尺寸，例如變壓器和電容器。IGBT不適合在高于20kHz的頻率下運行，但SiC MOSFET具有較低的開關損耗，因此可以在更高的頻率下進行開關，使其適用于800-V APU。然而，與傳統的硅MOSFET相比，碳化硅MOSFET的制造成本仍然很高，這增加了總系統成本。
變壓器設計也受電壓升高的影響。根據法拉第感應電壓定律，磁通量和電壓之間的關系可以表示為：
其中N是匝數，φ是磁通量。對于圖10所示的架構，繞組的電壓波形為方波脈沖，如圖11所示。圖11還顯示了根據電壓波形從中獲得的磁通波形形狀。上述公式可以根據轉換器參數重寫如下：
其中f=1/T是開關頻率，Ac是變壓器磁芯的橫截面積，D1為方波占空比，N為繞組匝數，Bm為鐵芯最大磁通密度，Vm為繞組電壓峰值幅值，等于電池電壓。Bm是一個常數，取決于磁芯材料。為了進行更深入的分析，考慮將圖10(a)中的 ZVSFB用于案例研究。對于具有400V輸入和12V輸出的ZVSFB，上述方程可以重寫如下：
假設ZVSFB在使用400V和800V電池的兩種情況下具有相同的標稱輸出功率。對于ZVSFB的次級側，可以使用具有相似電壓和電流額定值的相同開關。通過將式中的電池電壓加倍，N1或Ac需要加倍。如果Ac增加2倍，變壓器和轉換器的總體積將增加，從而導致功率密度變差。變壓器的功率損耗可以通過Steinmetz 方程計算，如下所示：
其中 k、a 和 b 是三個在穩定開關頻率下為常數的系數。式中，Vc表示磁芯的體積，lc為磁芯的有效磁路。對于800-V APU，由于增加了AC，變壓器的總功率損耗在上式的基礎上顯著增加，從而降低了效率。
圖12顯示了ZVSFB的等效電路和波形。圖12(b)顯示了Vpri和Vsec的電壓波形，它們是分別具有D1和D2占空比的兩個方波。由于圖12(b)中的Vpri和Vsec波形，ZVSFB的漏感電流波形為三角形形狀，如圖12(c)所示。圖12(c) 中的漏感電流被ZVSFB的二極管橋整流并產生輸出電流，如圖12(d) 所示。
如果N1和400V系統比增加2倍而不是Ac，則變壓器匝數比(n = N1/N2)加倍，而N2保持不變。由于假設次級側開關的標稱輸出功率和額定電流保持不變，圖12(d)中的Iout 波形也應保持不變。為了使其不變，圖12(c)和(d)中的 Ip 應減半以補償n的重復。Ip的值是基于圖12(a)的等效電路獲得的，如下所示：
其中Lr代表漏電感。在上式中，由于電池電壓增加，n和Vpri 已經加倍。為了使I p減半， Lr的值應該增加四倍。總之，作為所描述的設計變化的結果，Ip的值被除以二，而Lr變成了四倍，而N1變成了兩倍。由于所描述的ZVSFB的Ip減小到一半，因此初級側需要具有更高額定電壓但更低額定電流的新半導體。因此，變壓器初級繞組的額定電流減半。圖12(a)的總等效漏電感可以表示如下：
其中Req1和Req2分別是初級和磁芯周圍的等效分布次級繞組磁阻。在上式中，次級繞組的漏感乘以n^2傳輸到原邊的等效電路見圖12(a)。
Req1和Req2為基于不同參數的精確計算。由于將N1和n加倍， Lr變大了四倍。總的來說，對于800-V APU，如果N1和400V系統比中加倍而不是Ac，則變壓器尺寸不會受到影響。此外，由于初級側標稱電流減半，變壓器初級繞組的傳導損耗基于常規功率損耗方程Pcon = RI^2 減少了四倍。
與逆變器一樣，半導體功率損耗的計算對400和800V APU 進行了對比。對于理論計算，ZVSFB方程在表VIII中提供。通過考慮D2=0.8、n400=20和Vout=12 V并將輸出功率定義在0到2kW之間，初級側開關電流就確定了。圖12(e)–(h)顯示了初級側開關電流波形，平均值和均方根電流是根據圖12(e)–(h) 獲得的，并在表 VIII中提供。
選擇RohmSemiconductor 650-V和1.2-kV SiC MOSFET開關SCT3120AL和 SCT3160KL進行功率損耗計算，其規格如表IX所示。圖13顯示了400-V和800-V APU的功率損耗曲線。在圖13中，當輸出功率小于1.3 kW時，與800-V APU相比，400-V APU 的總功率損耗較小。圖13中Pout <1.3kW的400-V APU的更高效率是因為開關損耗的主導地位造成的。然而，當輸出功率從圖13中的1.3 kW 增加到2kW 時，與400-V APU相比，800-V APU 的總功率損耗要小。圖13中的 800-V APU在Pout >1.3 kW時的更高效率可以根據傳導損耗項在更高功率水平下的優勢來證明，并且由于800-V APU產生更少的傳導損耗，它顯示圖13中 Pout >1.3kW 時的效率更高。通過比較圖13(a)和(b)，可以得出結論，800-V APU是一種適用于更高功率應用的有吸引力的架構，因為它在更高的功率下表現出更好的效率。
電池電壓對APU輸入電容器的影響可以根據下面公式獲得，圖14比較了400-V 和800-V APU的輸入電容器的額定值:
其中Vin%是電容器上允許的最大電壓紋波百分比。在圖14(a) 中，對于800-V APU，由于電壓增加，輸入濾波器所需的最小電容減少了四倍。但是，400V和 800V APU的電容器標稱存儲能量相同，這意味著當電池電壓變為800V時，輸入電容器的尺寸和成本幾乎保持不變。
如果HV (>900V)開關在初級側，則可以采用圖15(a)中所示的串聯輸入結構方法。圖15(a)使用了兩個相似的交錯轉換器，并且總輸出功率在兩個轉換器之間平均分配。圖15(b)顯示了建議的APU的架構，初級側開關的額定電壓保持在400 V。按照兩個電源級聯結構的想法，它首先將電池電壓變為400V，然后在APU的輸出端向LV電池提供電源。通過這樣做，由于級聯結構，總效率降低。但是，級聯分出來400-V母線為目前主流設備提供了用武之地，例如提供HV負載以及使用 400V進行冷卻和加熱。
總體而言，該分析表明，具有典型ZVSFB 拓撲的800V BEV的APU將需要 1200V開關器件，因此開關成本更高。然而，通過將初級繞組匝數加倍，可以獲得其他好處，例如將初級電流減半，從而降低初級開關電流額定值以及開關和變壓器傳導損耗。對于1300W以下的功率水平，400V和800V APU的損耗相似，但在 1300W以上時，800V APU的效率更高。考慮到變壓器和電容器體積，兩種情況的功率密度保持相似。此外，可以考慮模塊化拓撲以消除對高壓額定開關的需求，并允許有用的 400-V 母線為其他大型負載供電，例如加熱和冷卻。
二、充電機
A. 400V BEV 中的充電機
圖16(a) 顯示了用于PHEV和BEV應用的典型電池充電機的配置。表X總結了三個主要充電級別的電壓、電流和功率限制：級別1和級別2使用車載充電機，直流充電由于高功率要求需要一個非車載充電機，它直接連接到車輛電池。圖17總結了800V或更高直流充電機的發展情況。ABB Terra HP的部署最廣泛，安裝在美國各地Electrify America站和歐洲的Ionity站。較新的包括Porsche、Chargepoint 和Continental 的發展。
圖16(a)中充電機的核心由兩個電力電子轉換器組成。第一個是交流/直流轉換器，它將電網交流電壓變為直流電壓，用圖16(a)中的Vdc1表示。圖16(a) 的交流輸入源可以是單相或三相，具體取決于功率水平和可用的交流電源。圖16(a) 中交流/直流轉換器的電網輸入電流應具有低 THD 和高功率因數 (PF) 以滿足標準。例如，IEC61000-3-4規定交流/直流轉換器的最大允許THD為20%，最小允許PF為 0.95。
圖16(b)顯示了2016年雪佛蘭Volt中通用汽車(GM)2級車載充電機的架構。圖 16(b)由二極管整流器、交錯式升壓功率因數校正(PFC)轉換器和LLC全橋dc/dc 諧振轉換器組成。在圖16(b)中，PFC電路具有滿足THD和PF要求的能力。由于使用電感器作為圖16(b)中的儲能組件，Vdc1可以調整到高于電網電壓峰值的任何電壓電平。在2016款雪佛蘭Volt中，Vdc1調整為400V，如圖16(b)所示。圖16(b) 的諧振LLC轉換器受益于軟開關操作，這允許轉換器在高頻下工作，這意味著輸出濾波器相對較小。對于1級和2級充電機，非常需要使用隔離變壓器將電池與電網隔離，如圖16(b)所示。此外，還有很多關于在充電模式下將APU與圖16(a)的 DC/DC轉換器集成以最大限度地減少組件數量并提高整個動力系統的功率密度的研究 。
圖16(c)顯示了設計的400V、50kW車外快速充電站的架構。圖16(c)由一個三相二極管電橋和一個并聯有源濾波器(AF)和多個交錯降壓轉換器組成。AF允許充電器在無THD和高PF的情況下運行。與PFC電路不同，二極管橋無法調節輸出電壓，輸出電壓保持在√6 Vll/2，其中Vll為輸入線電壓。由于快速充電的功率相對較高，因此必須使用交錯技術來提高效率并最小化濾波器要求。在圖16(c)中，12個額定功率為4.5kVA和400V的半橋降壓轉換器在DC/DC轉換階段交錯，以50kW的功率為400V鋰離子電池充電。在快速充電機中，通常在充電站的起點有一個中央配電變壓器，它為充電站提供所需的交流電，并在EV電池和電網之間提供電氣隔離。因此，只要存在隔離變壓器，隔離式DC/DC轉換器就不是直流快速充電機所必需的，因此非隔離式DC/DC轉換器拓撲結構，例如半橋降壓轉換器、級聯降壓-升壓轉換器、CUK轉換器、和SEPIC轉換器，可以考慮用于快速充電應用。
B. 800V BEV中的充電機
對于800V BEV，圖16(a)中的Vdc2是400V BEV的兩倍。因此，圖16(a)中 dc/dc轉換器輸出中的半導體器件所需的額定電壓增加了一倍，這增加了系統的總成本。如前所述，采用800V電池背后的主要動機是由于具有更高的充電功率（高達350kW）而縮短了充電時間。然而，由于住宅區240V電網電壓的可用性，2級車載充電機可能會保留在未來的800V BEV中。例如，Abbasi 和 Lam提出了一種無橋交流/直流轉換器，用于從120V或240V電網電源為800V電池充電。因此，圖 16(b)和(c)中的兩種架構都被視為分析800V電池影響的案例研究。
1) 800V BEV 中的2級車載充電機：當圖16(b)中的Vdc2=800V時，二極管電橋(D1–D4) 所需的最低額定電壓加倍，從而增加了成本。為了盡可能保持以前的元件（相同的電壓和電流額定值），可以相應地調整變壓器匝數比（n= N2/N1），因此PFC和LLC的初級側看到以前400V充電機的電壓和電流波形。此外，圖16(b)中的電網電壓保持不變，為240V，因為它是由電網決定的。圖18(a) 顯示了LLC全橋相對于初級側的等效電路，其中Rac代表出現在諧振電路中的等效電阻。Rac的值可以根據輸出負載計算如下 ：
充電模式下的電池為無源負載，為簡化分析，可將其建模為可變電阻，其中Rout=Vout/Iout或Rout=Vout2/Pout。因此，在圖18(a)所示的等效電路中，每個功率都代表一個唯一的Rac。
根據圖18(a)的等效電路，從400V BEV到800V BEV，Rac應該保持不變，以保持圖16(b)中相同的Vdc1和Ip。通過將匝數比加倍，電池電壓增加的影響將得到補償，并且400V和800V車載充電機的Rac保持不變。基于前面公式，增加匝數比需要二次側的匝數加倍。然而，圖18(c)中Isec的幅度由于n加倍而減半，這意味著次級側繞組的橫截面積可以減少到一半以將繞組裝入磁芯窗口。通過這樣做，變壓器的鐵損不會受到影響，因為Bm保持恒定(Bm=NI)。盡管由于截面積減半，二次側繞組的等效電阻 (Rcu) 增加了一倍，但繞組的均方根電流 (Icu) 也減少了兩倍，最終降低了變壓器銅損 (Pcu=RcuIcu^2 ) 的兩倍。
圖19顯示了400V充電機和提議的改進型800V充電機（n 加倍）的二極管橋 (D1-D4) 中每個二極管的功率損耗。圖19中的功率損耗是根據表XI中提供的LLC 諧振轉換器方程計算的，其中分別為400V和800V二極管橋選擇了 ST Micro electronics的STPSC2006CW和STPSC15H12 SiC二極管。
表XII顯示了STPSC2006CW 和 STPSC15H12 的規格。圖19顯示，與400V充電機相比，800V充電機中的二極管橋具有更低的功率損耗，因此具有更高的效率。
2) 800-V BEV 快速充電：對于充電機理論分析，以圖16(c)所示的快速充電機為案例研究，充電功率為50kW，而Vdc2從400V變為800V。表XIII顯示了400-V/50-kW 和 800-V/50-kW充電器所需的電纜規格，假設傳導損耗保持低于傳輸功率的1%。在表XIII中，橫截面積從400-V充電機到800-V充電機減少了60%。因此，與用于快速充電站的400V充電機相比，800V充電機在封裝方面表現出更好的性能。
由于Vdc2從400V變為800V，因此需要相應調整圖16(c)中所示的ac/dc和 dc/dc轉換級。如圖16(c)中所述，Vdc1是固定的，并由由于三相二極管橋的利用而產生的電網電壓。如果電網電壓保持在400 V，則Vdc1=490V，這意味著需要將DC/DC轉換級重新設計為升壓轉換器而不是降壓轉換器，因為Vdc2=800 V。這種方法的一個缺點問題在于升壓轉換器的效率本質上低于降壓轉換器，因為開關兩端的輸出電壓應力較高，這會增加開關損耗。另一種想法是使用模塊化結構（由 ABB為其超快充電器提出），如圖20（b）所示。對于圖20的兩種配置，每個模塊的功率和電壓額定值在 4.5kVA–400 V范圍內保持不變，但圖20(b) 中的轉換器必須隔離（使用內部高頻變壓器），以便兩個多組模塊可以在輸出端串聯連接以創建 800-V母線。與可用于400V快速充電機的非隔離降壓轉換器相比，這種隔離要求將再次降低效率。此外，對輸出濾波器特性有影響。圖20(b)的模塊化800-V充電機需要兩組額定值為400-V的電容器，而圖20(a)的400-V充電機只需要一組額定值為400-V的電容器。表XIV顯示了輸出電容器的規格，其中800V充電機中的電容器標稱電流是400V充電機中所需電容器標稱電流的一半。另外，800V充電機的紋波頻率是400V充電機紋波頻率的一半，這就需要800V充電機的輸出電容比400V充電機的輸出電容大兩倍.
總之，800V BEVS 車載充電機的設計受輸出電壓增加的影響很小，因為變壓器匝數比加倍，輸出二極管額定電壓加倍，輸出二極管導通一半電流，與400V BEV相比，效率更高。但是，和具有通用400V輸入的直流快速充電機比設計更具挑戰性。有一些因素會影響800V快速充電機的效率：給定功率水平所需的較低電流將減少損耗；然而，由升壓轉換器或隔離式轉換器組成的新拓撲，而不是可用于 400V BEV 的簡單高效降壓轉換器，將增加損耗。一種可能的解決方案是研究為 800 V BEV 設計直流快速充電機的潛力，這些充電機連接到更高電壓的電網連接或中壓電網（如果有)。
三、未來趨勢
A. 增加 800-V 的應用
目前唯一使用 800V 直流母線的量產電動汽車是高性能、價格高的保時捷 Taycan(最新現代的E-GMP也量產了)。保時捷與供應商為這款汽車開發更高電壓硬件的努力非常成功，以至于800-V系統可能足夠便宜，可以在2025年左右用于大眾市場的電動汽車。800-V系統是未來趨勢的一個指標，第一批高性能電動汽車將采用800-V母線，然后隨著零部件價格的下降逐漸應用于價格較低的電動汽車。德爾福科技和日立汽車最近都宣布開始批量生產用于 BEV 的800V 逆變器，此外，起亞和現代已承諾在2021年交付800-V BEV。
B. 快速充電機的儲能
雖然快速和超快速充電站的擴張極大地使 BEV 應用推廣受益，但它也給電網側帶來了挑戰，例如峰值電力消耗的每月高需求費用以及對昂貴的電網加固的潛在需求。在充電站使用固定能量存儲（例如電池）可以幫助緩解這些問題。例如，Electrify America在他們的一些快速充電站使用特斯拉Powerpack電池存儲，特斯拉推出了帶有太陽能發電和電池存儲的Supercharger V3 站。Rafi 和 Bauman 總結了在快速充電站使用儲能的好處和挑戰，并深入討論了使用電池、飛輪和氫儲能的快速充電站的不同電力電子架構。然而，當考慮400V BEV 時，帶有電池存儲的電站設計更加簡單，因為固定電池可以配置為具有略高于最大BEV 電池電壓的最小電壓；例如，固定電池的電壓范圍可能為500-600 V。但是，如果帶有電池存儲的站點必須能夠為400-V和800-V BEV提供快速充電，則設計變得更具挑戰性，因為固定電池仍將具有設定的電壓范圍，但固定電池和 BEV 電池之間的隔離式DC/DC轉換器必須設計為具有非常寬的輸出電壓范圍。在這種情況下，應進行系統優化以確定固定電池的最佳電壓范圍，同時考慮DC/DC 轉換器設計。因此，為了適應即將到來的800V BEV浪潮，應該考慮具有能量存儲的快速和超快速充電站設計。
C. 重型車輛
由于需要高牽引功率水平，重型車輛（例如 8 類卡車、公共汽車）和越野車輛（例如采礦運輸卡車）是過渡到800-V電池的主力需求方。對于更高的功率水平，電纜尺寸減小和傳導損耗降低的影響比乘用車中看到的較低功率水平更顯著。此外，更快的充電速率的好處與長途運輸、公共交通和采礦等部門的日常生產力有著獨特的聯系，因此可以為轉向800-V動力系統提供額外的經濟激勵。例如，當前的采礦運輸卡車使用大約670 V的標稱電池電壓，因為400 V水平對于所需的高功率來說效率太低，并且需要更長的充電時間，這會顯著影響礦山生產力。盡管許多制造商正在開發電動8級卡車，但目前還沒有廣泛提供動力總成電壓的詳細信息。建議車輛和卡車設計人員強烈考慮轉向800-V動力系統，尤其是隨著乘用車領域的轉變而有更多零部件可用。
D. 電池化學的進步
雖然電池化學對400V和800V電池組之間的選擇沒有直接影響，但有許多不同的技術正在開發中，可以提高電池的快速充電率。例如，根據三星和豐田的說法，固態電池將鋰離子在陽極和陰極之間傳輸的液體電解質替換為固體聚合物，可以顯著提高最大充電率。在鋰離子電池的石墨陽極中添加硅也提供了提高充電率的潛力，因為電池陽極側的老化通常會限制電池的充電速度。不過，鋰離子電池的大多數趨勢都是漸進式的，旨在通過陽極和陰極活性材料、粘合劑、隔膜、電解質和電極以及電池制造工藝的累積改進來提高最常見化學物質的性能。未來電池的能量密度可能更高，由于制造工藝的改進和鈷等昂貴材料的減少使用而更便宜，并且能夠更快地充電，這可能是由于采用固態電解質或更高的硅含量陽極。
四、結論
本文總結了在電動汽車中采用800V電氣系統的好處和挑戰，主要目的是提高快速充電率，這可能會促進電動汽車的應用推廣。對于更高電壓的800V電池，由于需要傳輸更少的電流，從電池傳輸電力的車載電纜將具有更小的尺寸和質量。但是，為了監控更多串聯電池，BMS成本將增加，并且需要更高的電池組連接器、保險絲和電纜額定電壓。此外，更大的電氣絕緣可能導致更大的包裝。對于電機，由于在弱磁區增加電機功率，更高的直流母線電壓將導致更高的功率密度。然而，由于更高的機械應力（來自更高的轉速）和防止PD的需要，電機設計變得更加復雜；本文討論了將 PD 考慮因素納入電機設計的一般方法。考慮了兩種逆變器情況：800-V逆變器（在輸入端）為 400-V或800-V電機供電。分析表明，逆變器與 800V電機配對可產生最高的效率和最低的濾波電容器要求。還對APU進行了分析，顯示 400V和 800V版本之間的效率相似，其中800V在較高功率水平下的效率略高。關于充電機，2 級充電機和快速充電機都被考慮在內。對于典型的400V交流電網連接，快速充電800V電池的效率略低，因為需要升壓轉換器或串聯輸出連接需要隔離轉換器。但是，布線尺寸顯著減小。總之，本文重點介紹并分析了 800V電動汽車動力系統設計中需要考慮的許多方面。
這篇文章對于800V給整車帶來的影響總結的比較全面，可以說關鍵零部件都分析到了，可以給大家一個完整的視角來看待800V系統的應用。
來源：微距電動公眾號
